Power Factor Correction (PFC) Circuit - Tutorial

Inlägget beskriver de olika metoderna för att konfigurera en effektfaktorkorrigeringskrets eller en PFC-krets i SMPS-design och förklarar de bästa metoderna för dessa topologier så att den följer de moderna PFC-begränsningsriktlinjerna.

Att utforma effektiva strömförsörjningskretsar har aldrig varit lätt, men med tiden har forskare kunnat lösa de flesta av de berörda frågorna, och helt i samma linjer optimeras också de moderna SMPS-designerna med bästa möjliga resultat tack vare de framväxande regleringsstandarderna som spelade en viktig roll för att genomföra strängare kvalitetsparametrar för de moderna kraftaggregaten.

Riktlinjer för PFC

De moderna kvalitetsbegränsningarna för strömförsörjning fastställs ganska aggressivt, gemensamt av ansträngningar från tillverkare, leverantörer och andra berörda styrande organ.

Bland de många kvalitetsparametrarna som fastställts för de moderna strömförsörjningsdesignerna har effektfaktorkorrigeringskorrigering (PFC), som faktiskt är i form av harmonisk avstängning, förklarats som ett obligatoriskt krav enligt IEC 61000-3-2-reglerna.

På grund av detta tvingas konstruktörer att möta hårdare utmaningar när de utformar effektfaktorkorrigeringssteg i sina strömförsörjningsdesigner för att möta dessa stränga moderna lagar, och med att strömförsörjningen blir mer och mer formidabel med sina specifikationer och applikationsområde, och strukturerar korrekta PFC-kretsar. blir inte lättare för de många tillverkarna i arenan.

De presenterade handledningarna är speciellt dedikerade för alla de föreningar och yrkesverksamma som arbetar med tillverkning eller design av flyback SMPS för att underlätta dem med de mest idealiska PFC-designerna och beräkningarna enligt deras individuella behov.

Diskussionerna som ingår i dessa handledning hjälper dig att designa PFC-kretsar även för betydligt stora enheter i intervallet upp till 400 watt, 0,75 ampere.

Läsarna får också möjlighet att lära sig att välja enstegs isolerade omvandlare som också inkluderar LED-drivrutiner. Steg för steg designhandledning och instruktioner tillsammans med jämförelser på systemnivå kommer de många designers som är aktivt involverade i kraftelektronikområdet upplyst om gå vidare med det mest optimala tillvägagångssättet för deras specifika applikationsbehov

Effektfaktorkorrigeringsmål

Optimering av effektfaktorkorrigeringskrets inom de moderna SMPS-enheterna (switch mode power supply) kunde utvecklas under det senaste förflutna på grund av tillkomsten av ett antal avancerade relevanta integrerade kretsar (ICs), vilket har gjort det möjligt att lägga ner olika PFC-design med specifika driftsätt och med individuell kapacitetshanteringsförmåga.

Med ökningen av utbudet av SMPS-topologier har komplexiteten i PFC-design och implementering också förvärrats under nuvarande dagar.

I den första handledningen lär vi oss om de operativa detaljerna i designen som mest föredras av alla yrkesverksamma korrigeringarna.

I grund och botten hjälper effektfaktorkorrigering till att optimera ingångsströmmen i off-line nätaggregat så att dessa kan förbättra den verkliga effekten från den tillgängliga nätingången.

Enligt det normala kravet måste en given elektrisk apparat emulera sig själv som en belastning med en ren resistivitet, så att den möjliggör en nollreaktiv effektförbrukning.

Detta tillstånd resulterar i alstring av nästan noll ingångsharmoniska strömmar, med andra ord tillåter den förbrukade strömmen att vara helt i linje med ingångsspänningen som normalt är i form av en sinusvåg.

Denna prestation gör det möjligt för apparaten att förbruka den 'verkliga kraften' från elnätet på de mest optimala och effektiva nivåerna, vilket i sin tur resulterar i att minimera slöseriet med el och öka dess effektivitet.

Denna effektiva användning av el hjälper inte bara apparaten att presentera sig på det mest effektiva sättet utan också för elföretagen och den involverade kapitalutrustningen för processen.

Ovanstående funktion gör det dessutom möjligt för kraftledningarna att vara fria från övertoner och den resulterande störningen över enheterna i nätverket.

Förutom de ovan nämnda fördelarna är inkludering av en PFC i moderna strömförsörjningsenheter också för att uppfylla de lagstadgade kraven som ställs i Europa och Japan med IEC61000-3-2 som all elektrisk utrustning bör kvalificera sig.

Ovan nämnda villkor har reglerats för de flesta elektroniska apparater som kan klassas till över 75 watt enligt klass D-utrustningsstandarder eller som är ännu högre, vilket anger den högsta amplituden för linjefrekvensövertonerna upp till 39: e överton.

Förutom dessa standarder används PFC också för att säkerställa andra effektivitetseffekter som Energy Star 5.0 som är avgörande för datorer och Energy Star 2.0 för strömförsörjningssystem och TV-apparater sedan 2008.

Definition av Power Factor

PFC- eller effektfaktorkorrigering kan definieras som förhållandet mellan verklig effekt och uppenbar effekt och uttryckt som:

PF = Real Power / Apparent Power, där Real Power uttrycks i
Watts, medan Apparent Power uttrycks i VA.

I detta uttryck bestäms den verkliga effekten som medelvärdet av den momentana produkten av ström och spänning över en fas eller cykel, medan den uppenbara effekten anses vara RMS-värdet för ström gånger spänningen.

Detta antyder att när ström och motsvarigheter är sinusformade och i fas med varandra är den resulterande effektfaktorn 1,0.

Men i ett tillstånd när strömmen, spänningsparametrar är sinusformade men inte i fas, ger det en effektfaktor som är cosinus för fasvinkeln.

Effektfaktorförhållandena som beskrivs ovan gäller i fall där spänningen och strömmen båda är rena sinusvågor, i samband med en situation där den medföljande belastningen består av resistiva, induktiva och kapacitiva komponenter som alla kan vara olinjära till sin natur, att justeras inte med ingångsström och spänningsparametrar.

SMPS-topologier introducerar vanligtvis icke-linjär impedans i huvudledningen på grund av den ovan förklarade naturen i dess kretsar.

Hur SMPS fungerar

En SMPS-krets inkluderar i princip ett likriktarsteg vid ingången som kan vara en halvvåg eller en fullvågslikriktare och en kompletterande filterkondensator för att hålla den likriktade spänningen över den till toppnivån för ingångsförsörjningens sinusvåg tills tiden nästa topp sinusvåg visas och upprepar laddningscykeln för denna kondensator, vilket resulterar i erforderlig maximal konstant spänning över den.

Denna process med laddning av kondensatorn vid varje toppcykel av växelströmmen kräver att ingången måste vara utrustad med tillräcklig ström för att uppfylla SMPS: s lastförbrukning, mellan dessa toppintervall.

Cykeln implementeras genom att snabbt dumpa en stor ström i kondensatorn, som appliceras på lasten genom urladdning tills nästa toppcykel anländer.

För detta ojämna laddnings- och urladdningsmönster rekommenderas att pulsströmmen från kondensatorn är 15% högre än det genomsnittliga kravet på belastningen.

Vi kan se i figuren ovan att trots den betydande förvrängningen är spänningen och strömparametrarna uppenbarligen i fas med varandra.

Om vi ​​tillämpar termen 'fasvinkel cosinus' på ovanstående skulle det dock ge upphov till en felaktig slutsats om att strömförsörjningen har en effektfaktor på 1,0

De övre och nedre vågformerna indikerar mängden harmoniskt innehåll i strömmen.

Här indikeras det 'grundläggande harmoniska innehållet' i jämförelse med en amplitud på 100%, medan de högre övertonerna presenteras som de kompletterande procentsatserna för den grundläggande amplituden.

Eftersom den verkliga kraften endast bestäms av den grundläggande komponenten, medan de andra kompletterande övertonerna endast representerar den uppenbara kraften, kan den faktiska effektfaktorn vara ganska under 1,0.

Vi kallar denna avvikelse med termen distorsionsfaktor som i grunden är ansvarig för att ge upphov till en icke-enhetsfaktor i SMPS-enheter.

Uttryck för verklig och uppenbar kraft

Ett allmänt uttryck som behandlar sambandet mellan den verkliga och den uppenbara kraften kan ges enligt följande:

Där cosΦ bildar förskjutningsfaktorn som uppstår från fasvinkeln Φ mellan ström- / spänningsvågformerna och cosΦ betyder distorsionsfaktorn.

Med hänvisning till diagrammet nedan kan vi bevittna en situation som visar en perfekt effektfaktorkorrigering.

Vi kan se att den nuvarande vågformen helt idealiskt replikerar spänningsvågformen eftersom båda uppenbarligen körs i fas och synkroniseras med varandra.

Därför kan ingångsströmharmoniker antas vara nästan noll.

Effektfaktorkorrigering mot harmonisk reduktion

Om man tittar på de tidigare illustrationerna är det uppenbart att effektfaktor och låga övertoner fungerar synkroniserat med varandra.

Det uppfattas generellt att om gränser för respektive övertoner beskrivs kan det bidra till att begränsa ingångsströmföroreningen i kraftledningar genom att eliminera störande strömstörningar med andra apparater i närheten.

Därför även om bearbetningen av ingångsströmmen kan kallas 'effektfaktorkorrigering' trodde förfiningsutgångens storlek att denna bearbetning förstås som harmoniskt innehåll enligt de internationella riktlinjerna.

För SMPS-topologier är det normalt förskjutningselementet som ungefär är enhetligt, vilket ger upphov till följande förhållanden mellan effektfaktor och harmonisk distorsion.

I uttrycket representerar THD den totala harmoniska distorsionen som den kvadratiska summan av de skadliga övertonerna över det grundläggande innehållet, vilket uttrycker den relativa vikten av det associerade harmoniska innehållet med hänvisning till den grundläggande motsvarigheten. Den andra ekvationen associerar den absoluta siffran för THD och inte i procentandelen, vilket uttrycker att THD måste vara väsentligen noll för att skapa en enhet PF.

Typer av korrigering av effektfaktor

Ingångsvågformskarakteristiken i ovanstående figur visar en typisk 'aktiv' typ av effektfaktorkorrigering för en SMPS-enhet införd mellan en ingångslikriktarkonfiguration och en filterkondensator, och genom en PFC-integrerad krets som styr proceduren tillsammans med tillhörande kretsar för säkerställa att ingångsströmmen följer ingångsspänningsvågformen kohesivt.

Denna typ av bearbetning kan betraktas som den vanligaste typen av PFC som används i de moderna SMPS-kretsarna, vilket kan ses i figuren nedan.

Med detta sagt är det inte obligatoriskt att endast 'aktiva' versioner som använder IC och halvledare ska användas för den föreslagna PFC, annars är en annan form av design som kan garantera en rimlig mängd PFC under de fastställda reglerna normalt välkomna.

Det noteras att i själva verket en enda induktor som ersätter positionen för den 'aktiva' motsvarigheten kan helt tillfredsställande avvisa övertonerna genom att styra topparna och genom att fördela strömmen enhetligt synkroniserat med ingångsspänningen ganska effektivt.

Passiv PFC-design

Denna form av passiv PFC-styrning kan emellertid kräva en väldigt skrymmande järnkärnad induktor och kan därför användas för applikationer där kompakthet inte är ett avgörande krav. (sidan 12)

En passiv enskild induktor kan tyckas vara en snabb lösning för PFC men för applikationer med hög effekt kan storleken börja bli ointressant på grund av dess opraktiskt stora dimensioner.

I diagrammet nedan kan vi bevittna inmatningsegenskaperna för tre nummer på 250 watt PC SMPS-varianter, var och en representerar en strömvågform med en ekvivalent skalfaktor.

Vi kan lätt se att resultatet från en passiv induktorbaserad PFC är 33% högre strömtoppar än med aktivt PFC-filtermotpart.

Även om detta kan klara IEC61000-3-2-standarderna kommer det definitivt inte att vara i nivå med den senaste strängare kravet på 0.9PF, och skulle misslyckas med QC-acceptansnivån, inställd enligt dessa nya standarder.

Grundläggande blockdiagram

På grund av den pågående elektroniska marknadstrenden där vi kan se kopparkostnaderna öka samtidigt som magnetkärnprocessen ökar och införandet av moderna, mycket billigare halvledarmaterial, kommer det inte att bli en överraskning om vi märker det aktiva PFC-tillvägagångssättet blir mycket populär än den passiva motsvarigheten.

Och den här trenden kan uppfattas växa ännu starkare i den kommande framtiden och presentera mer och mer avancerade och förbättrade PFC-lösningar för många SMPS-designers och tillverkare.

Jämföra ingångslinjeövertoner med IEC610003-2-standarder

I figuren nedan kan vi se spår av tre separata 250 watt PC SMPS-resultat med hänvisning till IEC6000-3-2-begränsningarna. Den angivna begränsningen gäller för alla klass D-prylar som datorer, TV-apparater och deras bildskärmar.

Den visade gränsen för harmoniskt innehåll fastställs i enlighet med enheternas ingångseffekt. För produkter relaterade till lampor, såsom LED-lampor, CFL-lampor, följs normalt klass C-begränsningar, vilka är identiskt i nivå med deras ingångseffektgränser.

Andra icke-konventionella elektroniska produkter hittar deras PFC-gräns inställd i proportion till en minsta 600 watt ingångseffekt.

Om vi ​​tittar på det passiva PFC-spåret finner vi att det knappast överensstämmer med den inställda begränsningsgränsen, bara en touch-and-go-situation (vid harmonisk nr 3)

Analyserar passiva PFC-funktioner

I följande bild kan vi se ett klassiskt exempel på passiv PFC-krets utformad för en traditionell PC-strömförsörjning. Det anmärkningsvärda här är anslutningen av PFC-induktans mittuttag med ingångsspänningen.

I 220V-valsläget (brytare öppen) appliceras hela två sektioner av induktorn med likriktarnätverket som fungerar som en fullbrygglikriktarkrets.

Men i 110V-läge (switch close) utnyttjas bara 50% eller hälften av spolen genom den vänstra sidosektionen av spolen som implementeras medan likriktarsektionen nu omvandlas till en halvvågslikriktare-dubbelkrets.

Eftersom 220V-valet är tvunget att generera cirka 330V efter fullvågsriktning, bildar detta bussingången för SMPS och har möjlighet att fluktuera betydligt i enlighet med ingångsspänningen.

Exempel på kretsschema

Även om denna passiva PFC-design kan se ganska enkel och imponerande ut med sin prestanda kan den uppvisa några anmärkningsvärda nackdelar.

Tillsammans med den skrymmande karaktären hos PFC är två andra saker som påverkar dess prestanda först, inkluderingen av en mekanisk brytare som gör systemet sårbart för ett eventuellt mänskligt fel när enheten används, och även de därtill hörande slitage.

För det andra resulterar linjespänningen som inte stabiliseras i relativ ineffektivitet i fronten av kostnadseffektivitet och likström till likströmsomvandlingsnoggrannhet kopplad till PFC-utgången.

Regulatorer för kritiskt ledningsläge (CrM)

Styrenhetssteg som kallas kritisk ledningsläge som också kallas övergångsläge eller gränsledningsläge (BCM) -styrenhet är kretskonfigurationer som effektivt kan hittas i ljuselektronikapplikationer. Även om det är problemfritt med sin användbarhet är dessa styrenheter relativt dyra.

Följande diagram 1-8 visar en regelbunden CrM-styrkretsdesign.

Vanligtvis kommer en CrM-styrenhet PFC att ha den ovan visade typen av kretsar, vilket kan förstås med hjälp av följande punkter:

En ingång från ett referensmultiplikatorsteg mottar en lämplig dimensionerad signal från en associerad felförstärkareutgång med en lågfrekvenspol.

Den andra ingången på multiplikatorn kan ses med referens med en stabiliserad DC-fastspänd spänning extraherad från en likriktad växelströmsingång.

Sålunda är den resulterande utsignalen från multiplikatorn produkten av relativ DC från felförstärkarutgången och den refererade signalen i form av fullvågs AC-sinuspulser från AC-ingången.

Denna utsignal från multiplikatorsteget kan också ses i form av sinusvågspulser med fullvåg men nedskalas på lämpligt sätt i proportion till den applicerade felsignalen (förstärkningsfaktor) som referens för ingångsspänningen.

Signalamplituden för denna källa justeras på lämpligt sätt för att implementera rätt specificerad medeleffekt och för att säkerställa en korrekt reglerad utspänning.

Steget som är ansvarigt för bearbetning av strömamplituden får strömmen att strömma i enlighet med utgångsvågformen från multiplikatorn, men linjefrekvensströmssignalamplituden (efter utjämning) kan förväntas vara hälften av denna referens från multiplikatorsteget .

Här kan operationerna med strömformningskretsar förstås på följande sätt:

Med hänvisning till diagrammet ovan står Vref för signalen från multiplikatorsteget, som vidare matas till en av opamperna hos en komparator vars andra ingång hänvisas till den aktuella vågformssignalen.

På strömbrytaren ökar långsamt strömmen över induktorn tills signalen över shunten har nått Vref-nivån.

Detta tvingar komparatorn att ändra sin utgång från På till AV för att stänga av strömmen till kretsen.

Så snart detta händer börjar spänningen som gradvis rampade över induktorn sakta sjunka mot noll och när den närmar sig noll återgår opamputgången och slås på igen och cykeln fortsätter att upprepas.

Som namnet på ovanstående karakteristik betyder, tillåter systemets kontrollmönster aldrig induktorströmmen att skjuta över den förutbestämda gränsen över de fortsatta och diskontinuerliga omkopplingslägena.

Detta arrangemang hjälper till att förutsäga och beräkna förhållandet mellan den genomsnittliga toppströmnivån för den resulterande utsignalen från opampen. Eftersom svaret är i form av triangulära vågor, betyder genomsnittet av vågformen exakt 50% av de faktiska topparna för triangelns vågformer.

Detta innebär att det resulterande medelvärdet för strömsignalen för triangelvågorna skulle vara = Induktorström x R-avkänning eller helt enkelt sätta hälften av den förinställda referensnivån (Vref) för opampen.

Frekvensen hos regulatorer som använder ovanstående princip beror på linjespänningen och belastningsströmmen. Frekvensen kan vara mycket högre vid högre linjespänningar och kan variera eftersom linjeingången varierar.

Frekvensklämd kritiskt ledningsläge (FCCrM)

Trots sin popularitet i olika PFC-styrapplikationer för industriell strömförsörjning innebär ovanstående förklarade CrM-styrenhet några inneboende nackdelar.

Huvudfelet för denna typ av aktiv PFC-styrning är dess frekvensinstabilitet med avseende på linje- och belastningsförhållanden, vilket visar en ökning av frekvensen med lättare belastningar och högre linjespänningar, och även när varje ingångssinusvåg närmar sig nollkorsningarna.

Om ett försök görs för att åtgärda problemet genom att lägga till en frekvensklämma, resulterar det i en utgång med en förvrängd strömvågform, vilket verkar oundvikligt på grund av det faktum att 'Ton' förblir ojusterat för denna procedur.

Utvecklingen av en alternativ teknik hjälper dock till att uppnå en verklig effektfaktorkorrigering även i det diskontinuerliga läget (DCM). Funktionsprincipen kan studeras i figur nedan och med bifogade ekvationer.

Med hänvisning till diagrammet ovan kan spolens toppström utvärderas genom att lösa:

Den genomsnittliga spolströmmen med hänvisning till omkopplingscykeln (som dessutom antas som den momentana linjeströmmen för den givna omkopplingscykeln, på grund av det faktum att omkopplingsfrekvensen vanligtvis är högre än linjefrekvensen på vilken variationerna i linjespänningen sker ), uttrycks med formeln:

Att kombinera ovanstående förhållande och förenkling av termerna ger följande:

Ovanstående uttryck indikerar tydligt och antyder att om en metod implementeras där en algoritm tar hand om att upprätthålla ton.tycle / Tsw på en konstant nivå, skulle det göra det möjligt för oss att uppnå en sinusvågström med en enhetseffektfaktor även i det diskontinuerliga driftläge.

Även om ovanstående överväganden avslöjar några distinkta fördelar för den föreslagna DCM-styrtekniken, verkar det inte vara det perfekta valet på grund av tillhörande höga toppströmnivåer, vilket visas i följande tabell:

För att uppnå ideala PFC-förhållanden skulle en förnuftig metod vara att implementera ett tillstånd där DCM och Crm-driftssätten slås samman för att mjölka ut det bästa av dessa två motsvarigheter.

Därför när belastningsförhållandena inte är tunga och CrM körs med hög frekvens går kretsen för ett DCM-driftsätt, och om lastströmmen är hög tillåts Crm-tillståndet att kvarstå så att strömtopparna inte tenderar att korsa de oönskade höga gränserna.

Denna typ av optimering över de två föreslagna styrlägena kan bäst visualiseras i följande figur där fördelarna med de två styrlägena slås samman för att uppnå de mest önskvärda lösningarna.

Fortsätter ledningsläget

Det kontinuerliga ledningsläget för PFC kan bli ganska populärt i SMPS-design på grund av deras flexibla applikationsfunktion och utbud och tillhörande flera fördelar.

I detta läge bibehålls den aktuella toppspänningen på en lägre nivå vilket resulterar i minimerade omkopplingsförluster inom de relevanta komponenterna, och dessutom återges ingångsvridningen på en minimal nivå med en relativt konstant frekvens, vilket i sin tur möjliggör utjämningsprocessen mycket enklare för det samma.
Följande attribut associerade med CCM-typ av PFC måste diskuteras lite mer detaljerat.

Vrms2-kontroll

Ett av de viktigaste attributen med de flesta PFC-konstruktioner som är universellt tillämpade är referenssignalen som måste vara en nedstigningsimitation av den korrigerade ingångsspänningen.

Denna minimerade likriktade ekvivalent av ingångsspänningen appliceras slutligen i kretsen för att forma den korrekta vågformen för utgångsströmmen.

Som diskuterats ovan används normalt ett multiplikatorkretssteg för denna operation, men som vi vet att ett multiplikatorkretssteg kan vara relativt mindre kostnadseffektivt än ett traditionellt twn-ingångsmultiplikatorsystem.

En klassisk exempellayout kan ses i figuren nedan som visar ett kontinuerligt PFC-tillvägagångssätt.

Som framgår här utlöses boost-omvandlaren med hjälp av en genomsnittlig strömläge PWM, som blir ansvarig för dimensionering av induktansströmmen (ingångsström för omvandlaren), med hänvisning till kommandoströmssignalen, V (i) , som kan ses som den nedskalade ekvivalenten för ingångsspänningen V (in) till en andel av VDIV.

Detta genomförs genom att dela felspänningssignalen med kvadraten på ingångsspänningssignalen (utjämnad av kondensatorn Cf, för att skapa en förenklad skalningsfaktor med hänvisning till ingångsspänningsnivån).

Även om du kanske tycker att det är lite besvärligt att se felsignalen delas med kvadraten för ingångsspänningen, är orsaken till denna åtgärd att skapa en loopförstärkning (eller ett övergående beroende svar) som kanske inte baseras på ingångsspänningen utlösande.

Kvadrering av spänningen vid nämnaren neutraliseras med värdet på Vsin tillsammans med överföringsfunktionen för PWM-kontrollen (proportionaliteten hos den aktuella grafens lutning för induktorn med ingångsspänningen).

En nackdel med denna form av PFC är dock multiplikatorns flexibilitet, vilket tvingar detta steg att vara lite överdesignat, speciellt strömhanteringsavsnitten i kretsen, så att det upprätthåller även de värsta fallet.

Kontroll av genomsnittligt nuvarande läge

I figuren ovan kan vi se hur referenssignalen som produceras från multiplikatorn V (i) anger formen på vågformen och skalningsområdet för PFC-ingångsströmmen.

Det angivna PWM-steget blir ansvarigt för att säkerställa att en genomsnittlig ingångsström är i nivå med referensvärdet. Proceduren utförs genom ett genomsnittligt strömlägesstyrningssteg, vilket kan ses i figuren nedan.

Medelströmslägesstyrningen är i grunden konfigurerad för att reglera medelströmmen (ingång / utgång) med hänvisning till styrsignalen Icp, som i sin tur skapas genom att använda en lågfrekvent likströmsslinga genom ett felförstärkarkretssteg, och detta är inget annat än motsvarande ström motsvarande signalen Vi som visas i den tidigare figuren till denna.

Stegströmförstärkaren fungerar såväl som en strömintegrator såväl som en felförstärkare för att reglera vågformens form, medan Icp-signalen som genereras över Rcp blir ansvarig för att utföra likströmsingångsspänningen.

För att säkerställa ett linjärt svar från strömförstärkaren måste ingången vara lika, vilket innebär att potentialskillnaden som genereras över R (shunt) måste likna den spänning som genereras runt Rcp, eftersom vi inte kan ha en DC genom icke-inverterande motståndsingång för strömförstärkaren.

Utgången som genereras av strömförstärkaren är tänkt att vara en 'lågfrekvens' -felsignal beroende på shuntens genomsnittliga ström, liksom signalen från Isp.

Nu genererar en oscillator en sågtandssignal som används för att jämföra ovannämnda signal med den, precis som gjort med spänningsmodkontrolldesignen.

Detta resulterar i skapandet av PWM: er bestämda genom att jämföra de ovan nämnda två signalerna.

Avancerade PFC-lösningar

De olika metoderna för PFC-kontroller som diskuterats ovan (CrM, CCM, DCM) och deras varianter ger konstruktörerna olika alternativ för att konfigurera PFC-kretsar.

Trots dessa alternativ har den konsekventa sökningen efter att uppnå bättre och mer avancerade moduler när det gäller effektivitet gjort det möjligt för mer sofistikerade mönster att diagnostiseras för dessa applikationer.

Vi kommer att diskutera mer om detta eftersom den här artikeln uppdateras med det senaste om ämnet.