SMPS spänningsstabilisatorkrets

Artikeln förklarar en solid state switch-mode nätspänningsstabilisatorkrets utan reläer, med hjälp av en ferritkärnförstärkarkonverterare och ett par halvbrygga mosfet-drivkretsar. Idén begärdes av McAnthony Bernard.

Tekniska specifikationer

För sent började jag titta på spänningsstabilisatorer som används i hemmet för att reglera elförsörjningen , förstärka spänningen när verktyget är lågt och stiga ner när verktyget är högt.

Den är byggd runt nättransformator (järnkärna) lindad i automatisk transformatorstil med många kranar på 180v, 200v, 220v, 240v 260v etc.

styrkretsen med hjälp av reläer väljer rätt kran för utgång. Jag antar att du känner till den här enheten.

Jag började tänka på att implementera den här enhetens funktion med SMPS. Vilket har fördelen att ge ut konstant 220vac och stabil frekvens på 50Hz utan att använda reläer.

Jag har bifogat blockdiagrammet för konceptet i det här meddelandet.

Låt mig veta vad du tycker om det är vettigt att gå den vägen.

Kommer det verkligen att fungera och tjäna samma syfte? .

Jag kommer också att behöva din hjälp i avsnittet om högspänning DC till DC-omvandlare.

Hälsningar
McAnthony Bernard

Designen

Den föreslagna fasta ferritkärnbaserade nätspänningsstabilisatorkretsen utan reläer kan förstås genom att hänvisa till följande diagram och den efterföljande förklaringen.

RVCC = 1K.1watt, CVCC = 0.1uF / 400V, CBOOT = 1uF / 400V

Bilden ovan visar den faktiska konfigurationen för implementering av en stabiliserad 220V- eller 120V-utgång oavsett ingångsfluktuationer eller överbelastning med hjälp av ett par icke-isolerade boost-omvandlingsprocessorsteg.

Här blir två halvbryggörare-mosfet-IC-enheter de avgörande delarna i hela designen. De inblandade IC: erna är den mångsidiga IRS2153 som utformades specifikt för att driva myggar i halvbryggaläge utan behov av komplexa externa kretsar.

Vi kan se två identiska halvbryggardrivsteg införlivade, där vänster sidoförare används som förstärkardrivsteg medan höger sida är konfigurerad för att bearbeta boostspänningen till en 50Hz eller 60Hz sinusvågsutgång i kombination med en extern spänningskontroll krets.

IC: erna är internt programmerade för att producera en fast arbetscykel på 50% över utgångarna genom en totempolstopologi. Dessa pinouts är anslutna till power mosfets för att genomföra de avsedda omvandlingarna. IC: erna har också en intern oscillator för att möjliggöra den erforderliga frekvensen vid utgången, frekvenshastigheten bestäms av ett externt anslutet Rt / Ct-nätverk.

Använda avstängningsfunktionen

IC har också en avstängningsanläggning som kan användas för att stoppa utgången i händelse av en överström, överspänning eller någon plötslig katastrofal situation.

För mer info om th är IC-kretsar för halvbroförare kan du hänvisa till den här artikeln: Half-Bridge Mosfet Driver IC IRS2153 (1) D - Pinouts, Application Notes Explained

Utgångarna från dessa IC-apparater är extremt balanserade på grund av en mycket sofistikerad intern bootstrapping och dead time-bearbetning som garanterar en perfekt och säker drift av de anslutna enheterna.

I den diskuterade SMPS-nätspänningsstabilisatorkretsen används det vänstra sidosteget för att generera cirka 400V från en 310V-ingång härledd genom att rätta till 220V-ingången.

För en 120V-ingång kan scenen ställas in för att generera cirka 200V genom den visade induktorn.

Induktorn kan lindas över vilken som helst standard EE-kärna / spoleenhet med 3 parallella (bifilar) trådar av 0,3 mm superlackerad koppartråd och cirka 400 varv.

Välja frekvens

Frekvensen bör ställas in genom att korrekt välja värdena för Rt / Ct så att en hög frekvens på cirka 70 kHz uppnås för det vänstra boostomvandlarsteget över den visade induktorn.

Höger sida driver IC är placerad för att arbeta med ovanstående 400V DC från boost-omvandlaren efter lämplig korrigering och filtrering, vilket kan ses i diagrammet.

Här väljs värdena för Rt och Ct för att förvärva cirka 50Hz eller 60Hz (enligt landets specifikationer) över den anslutna mosfetsutgången

Utgången från höger sida av drivsteget kan dock vara så hög som 550V, och detta måste regleras till önskade säkra nivåer, vid cirka 220V eller 120V

För detta ingår en enkel konfiguration av opampfelsförstärkare, som visas i följande diagram.

Överspänningskorrigeringskrets

Som visas i ovanstående diagram använder spänningskorrigeringssteget en enkel opamp-komparator för detektering av överspänningstillståndet.

Kretsen behöver bara ställas in en gång för att kunna njuta av en permanent stabiliserad spänning på inställd nivå oavsett ingångsfluktuationer eller överbelastning, men dessa får inte överskridas utöver en specificerad acceptabel gräns för konstruktionen.

Som illustreras kommer matningen till felförstärkaren från utgången efter lämplig korrigering av växelströmmen till en ren lågström stabiliserad 12V DC för kretsen.

stift nr 2 betecknas som sensoringång för IC medan den icke-inverterande stiftet 3 hänvisas till en fast 4,7 V genom ett fastklämmande zenerdiodnätverk.

Avkänningsingången extraheras från en ostabiliserad punkt i kretsen och utgången från IC är ansluten med Ct-stiftet på höger sida IC.

Denna stift fungerar som avstängningsstift för IC och så snart den upplever en låg under 1/6 av sin Vcc, tömmer den omedelbart utmatningen till myggarna och stänger av proceduren till stillastående.

Förinställningen associerad med stift nr 2 i opampen justeras på lämpligt sätt så att utgångsnätet sätts ner till 220V från den tillgängliga 450V- eller 500V-utgången, eller till 120V från en 250V-utgång.

Så länge stift nr 2 upplever en högre spänning med hänvisning till stift nr 3 fortsätter den att hålla sin uteffekt låg vilket i sin tur befaller förar-IC att stängas av, men 'avstängning' korrigerar omedelbart opampingången och tvingar den för att dra tillbaka sin utgående låga signal, och cykeln fortsätter att själv korrigera utgången till de exakta nivåerna, som bestäms av inställningen för stift nr 2.

Felförstärkarkretsen stabiliserar kontinuerligt denna utgång och eftersom kretsen har fördelen med en betydande marginal på 100% mellan ingångskällans spänning och de reglerade spänningsvärdena, även under extremt låga spänningsförhållanden, klarar utgångarna att tillhandahålla den fasta stabiliserade spänningen till belastningen oavsett spänning blir detsamma sant i ett fall när en obestämd belastning eller en överbelastning är ansluten till utgången.

Förbättra ovanstående design:

En noggrann undersökning visar att ovanstående design kan modifieras och förbättras avsevärt för att öka dess effektivitet och utskriftskvalitet:

1. Induktorn behövs faktiskt inte och kan tas bort
2. Utgången måste uppgraderas till en full bryggkrets så att effekten är optimal för belastningen
3. Utgången måste vara en ren sinusvåg och inte en modifierad som kan förväntas i ovanstående design

Alla dessa funktioner har beaktats och behandlats i följande uppgraderade version av solid state-stabilisatorkretsen:

Kretsdrift

1. IC1 fungerar som en normal astabel multivibratoroscillatorkrets, vars frekvens kan justeras genom att ändra värdet på R1 på lämpligt sätt. Detta bestämmer antalet 'pelare' eller 'huggning' för SPWM-utdata.
2. Frekvensen från IC 1 vid dess stift nr 3 matas till stift nr 2 av IC2 som är ansluten som en PWM-generator.
3. Denna frekvens omvandlas till triangelvågor vid stift nr 6 i IC2, vilket jämförs med en samplingsspänning vid stift nr 5 på IC2
4. Stift nr 5 i IC2 appliceras med sinusvåg med en frekvens på 100 Hz förvärvad från brygglikriktaren, efter att ha lämnat nätet på lämpligt sätt till 12 V.
5. Dessa sinusvågprover jämförs med stift nr 7 triangelvågor av IC2, vilket resulterar i en proportionellt dimesnioned SPWM vid stift nr 3 av IC2.
6. Nu beror pulsbredden på denna SPWM på amplituden hos provets sinusvågor från brygglikriktaren. Med andra ord, när växelspänningen är högre ger bredare SPWM och när växelspänningen är lägre, minskar den SPWM-bredden och gör den smalare proportionellt.
7. Ovanstående SPWM inverterad av en BC547-transistor och applicerades på portarna till lågsidamosfeterna i ett helt brodrivnätverk.
8. Detta innebär att när nätströmmen minskar kommer svaret på mosfetportarna att vara i form av proportionellt bredare SPWM, och när växelspänningen ökar kommer portarna att uppleva en proportionellt försämrad SPWM.
9. Ovanstående applikation kommer att resultera i en proportionell spänningsförstärkning över belastningen ansluten mellan H-bryggnätverket när ingångsnätet sjunker, och omvänt kommer belastningen att gå igenom ett proportionellt spänningsfall om växelströmmen tenderar att stiga över risknivån.

Hur man ställer in kretsen

Bestäm den ungefärliga mittövergångspunkten där SPWM-svaret kan vara precis identiskt med nätets växelströmsnivå.

Antag att du väljer att den ska vara på 220V och sedan justerar 1K-förinställningen så att belastningen som är ansluten till H-bron får cirka 220V.

Det är allt, installationen är klar nu, och resten kommer att tas om hand automatiskt.

Alternativt kan du fixa ovanstående inställning mot den nedre spänningsnivån på samma sätt.

Antag att den nedre tröskeln är 170V, mata i så fall en 170V till kretsen och justera 1K-förinställningen tills du hittar cirka 210V över lasten eller mellan H-bryggarmarna.

Dessa steg avslutar inställningsproceduren, och resten justeras automatiskt enligt ingångarna på växelströmsnivån.

Viktig : Anslut en högkvalitativ kondensator i storleksordningen 500uF / 400V över den likriktade nätledningen som matas till H-bryggnätverket, så att den rättade likströmmen kan nå upp till 310V likström över H-bryggans BUS-linjer.